零漂移精密运算放大器是专为由于差分电压小而要求高输出精度的应用设计的专用运算放大器。它们不仅具有低输入失调电压，还具有高共模抑制比(CMRR)、高电源抑制比(PSRR)、高开环增益和在宽温度及时间范围的低漂移（见表1）。这些特征使其非常适用于诸如低边电流检测和传感器接口、特别是具有非常小的差分信号的应用。

表1. 影响运算放大器准确度和精密度的关键参数。

虽然零漂移运算放大器制造商有时声称这些器件没有混叠效应，但实际上它们可能容易出现混叠，因为这些器件使用采样来最小化输入失调电压。因此，设计人员应测试其运算放大器电路的混叠效应。

经证实使用频谱或网络分析器的传统方法检测混叠是不够的，因此建议设计人员使用一种测量技术，将输入扫过一个频率范围，并在示波器上观察运算放大器的输出。本文将这种测试方法应用于不同的运算放大器，以观察不同的零漂移运算放大器在混叠方面的差异。测试的器件包括安森美半导体和竞争对手的自动调零和斩波稳定类型。

本文首先阐述了输入失调电压对运算放大器性能的影响，以及零漂移、斩波稳定运算放大器与通用运算放大器在性能上的差异。接下来描述斩波稳定运算放大器的运行，以及当输入信号接近或超过运放偏移校正频率时，这些放大器中发生的采样如何导致混叠。斩波稳定结构并不是实施零漂移运算放大器的唯一方法，并且将斩波稳定结构与另一种称为自动调零的零漂移结构进行了比较。

在给出了各种运算放大器的混叠测量后，本文解释了奈奎斯特采样(Nyquist sampling)理论如何确定无混叠的允许输入频率范围，以及如何应用简单的低通滤波器来防止混叠。本文后面的章节阐释了零漂移运算放大器中运放输入失调电压与其他参数如瞬态响应、启动时间、轨对轨运行、低频噪声和输入电流之间的关系。最后，阐释了SPICE模型不能解释像混叠这样的零漂移效应。

失调电压是限制能可靠捕获的最小信号的参数之一。这定义了低动态范围级别。

输入失调电压是所有运算放大器的关键参数。在数据表中，它通常被称为 VOS 或 VIO。它是 IN+和 IN-端子之间固有的差分电压，衡量输入对匹配程度。对于理想运算放大器，在闭环系统中 VIN+ = VIN-。在现实世界中，由于输入失调电压的影响，VIN-不会等于 VIN+。

尽管有一些硅级设计技术可以用来改进输入对匹配，但是制造工艺是产生输入失调电压的主要因素。半导体材料中的缺陷导致输入引脚之间的内部电压差。制造工艺引起的不同类型的缺陷会产生不同的温度系数。

器件间的这差异会导致特定器件的漂移(不同温度下的输入失调电压漂移)高于或低于数据表上的典型值。此外，漂移系数随温度的变化可能是正的，也可能是负的。这使得很难简单地校准应用中的输入失调电压。在某些情况下，减小传统线性运算放大器中的偏移或漂移会导致功耗的损失。

输入失调电压乘以增益并加到输出电压中，实质上向输出增加误差因子，如图1所示。这个参数在测量小差分电压时变得至关重要。随着差分电压的减小，由输入失调电压引起的误差增大。

Closed Loop Gain：闭环增益

Noise Gain：噪声增益

Error due to Vcc：由Vcc引起的误差

图1. 差分放大器配置中带有运算放大器的电流检测。

低失调电压至关重要，因为输入失调电压被噪声增益放大，在输出端产生偏移误差。

在图1所示的差分放大电路中，输出电压是信号增益项和噪声增益项之和：

作为内部运放参数，输入失调电压与噪声增益而不是信号增益相乘。这将导致输出偏移误差。

尽量减小这种偏移量的一种精密放大器，利用多种技术来降低输入失调电压。对于零漂移放大器，这特别适用于低频和直流信号。表2比较了常用的通用运算放大器与斩波稳定的零漂移放大器的最大输入偏移量。

表2. 比较常用的通用运算放大器与斩波稳定零漂移运算放大器的最大失调电压。

精密运放能够实现“零漂移”失调电压，随着温度和时间的变化，通过多种技术保持低输入失调电压。放大器可实现这的方法之一是使用一种定期测量输入失调电压并校正输出端偏移量的设计技术。这种结构称为斩波稳定结构。

与所有工程解决方案一样，零漂移运算放大器也有其局限性。一个不太明显的原因是斩波稳定放大器的内部电路包含钟控系统。安森美半导体的 NCS333[4]和 NCS21911[3] 中所用的斩波稳定结构的简化框如图2所示。

虽然有些人可能会认为，这种类型的斩波是一个实时系统，但实践表明，它容易受到经典采样系统的混叠或外差问题的影响。斩波稳定运算放大器的主要伪像发生在信号接近斩波器的时钟频率时。本文使用了混叠这个词，但所含的问题称为外差可能更为恰当。

Chopper-Stabilized Amplifier: 斩波稳定放大器 High frequency path: 高频路径

Main amp: 主放大器 Low frequency path: 低频路径 Chopper：斩波

Nulling amp：稳零放大器 RC notch filter: RC 陷波滤波器

图2. 斩波稳定运算放大器的简化框图

在图2中，下信号路径是斩波器采样输入失调电压的地方，然后用于校正输出偏移量。此偏移校正频率在放大器的总带宽内。由于这种结构使用采样法，所以当输入信号频率保持在相关奈奎斯特(Nyquist)频率以下时，就会表现出最佳性能。

这意味着输入信号频率不仅需要在闭环带宽范围内，而且还要在偏移校正频率的一半范围内才能达到最佳性能。这使得斩波器保持高于 Nyquist 速率的采样频率，消除了混叠的可能性。当信号频率超过 Nyquist 频率时，可能在输出端发生混叠。由于使用采样系统，故这是所有斩波器和斩波稳定结构的固有限制。

斩波器稳定的结构得益于具有前馈路径，如图2框图的上信号路径所示，这是一种将增益带宽扩展到采样频率之外的高速信号路径。这不仅有助于保留输入信号的高频分量，而且还能提高低频的环路增益。假设运算放大器的开环增益下降了-20 dB/十年。当单位增益带宽增加时，图也向更高增益方向移动。

在图3中给出了一个例子，当运算放大器被放入闭环系统时，系统的开环增益增加，提高了系统的闭环精度。这对于低边电流检测和传感器接口应用特别有用，在这些应用中，信号是低频的，差分电压相对较小。

图3. 开环增益随两个斩波稳定放大器的频率变化而变化。更高带宽的NCS21911显示增加单位增益带宽也如何增加总开环增益。增加的开环增益提高闭环系统的精度，即使是直流系统。

然而，并不是所有的零漂移放大器都一样。架构的不同实施可能有不同的结果。即使由于采样的限制，安森美半导体的 NCS333和 NCS21911系列运算放大器与其他制造商的竞争器件相比有最小的混叠，不太容易受到混叠效应的影响。这是因为安森美半导体的专利方案使用两个级联的、对称的、RC陷波滤波器调谐到斩波频率和它的5次谐波，以减少混叠效应。 

另一种零漂移架构被称为“自归零”。图4所示的自归零架构的框图类似于斩波稳定架构，但实现方式不同。自归零架构有主放大器和稳零放大器。此方法还使用时钟系统。

在第一阶段，开关电容保持前一相位在稳零放大器输出的偏移误差。在第二阶段中，利用稳零放大器输出的偏移量来校正主放大器的偏移量。自归零和斩波稳定放大器的结构差异导致噪声性能和混叠灵敏度的差异，这将在后面的章节中讨论。

Auto-Zero Amplifier: 自归零放大器 High frequency path：高频路径 Main amp: 主放大器

Switch: 开关 Nulling amp：稳零放大器 Low frequency path：低频路径

图4. 自归零运放的简化框图

许多零漂移放大器数据表不提供关于内部时钟频率的信息。有时，可能在应用部分的段落中提及。有时，可通过噪声或带宽图中的扰动来识别所指的时钟频率。因此，取决于用户测试电路是否易受混叠的影响。

这里分享的方法非常简单：它包括在一定范围的频率扫描放大器输入到增益带宽乘积，同时观察示波器上的运算放大器输出。据作者所知，所有已知的零漂移放大器的内部时钟频率在放大器的增益带宽内，通常在增益带宽的大约三分之一处。这些放大器将在小于该频率一半的信号带宽上表现最佳。

一些零漂移放大器的数据表声称它们没有混叠。可以假设这些制造商尽力测量任何可能的混叠，但没有发现。安森美半导体在零漂移放大器的开发中，对竞争放大器的初始测量也证明没有混叠。当时，在竞争对手器件的输出中没有发现伪时钟。然而，进一步的测试表明，使用简单的基于示波器的测量技术仍可发现这些器件有混叠。

客户报告使用一些制造商的零漂移运放的系统出现问题，同时发现混叠。在这些情况下，共同主题是感兴趣的信号、低频或直流信号在哪里具有叠加的高振幅、高频干扰或纹波信号。端部系统的结果各不相同，包括闭环系统在不正确条件下稳定和系统无法报告正确信号。

过去发现混叠现象的工作涉及到使用精密的光谱和网络分析系统，这些系统提供了不确定的结果。为了采取更基本的方法，把示波器连接到放大器输出以便于直接视觉观察。对于输入激励，使用发生器在预期时钟频率处(和视乎需要的其它地方)扫描输入频率，以查看是否可以在输出端产生“拍频”。这种方法很好用，考虑到最初的工作是采用 +1的增益配置，如图5所示，可以说是最线性的运算放大器配置之一。

SIGNAL GENERATOR: 信号发生器 OSCILLOSCOPE: 示波器

图5. 检测混叠的测试电路是个简单的单位增益缓冲器。该技术的实质是在示波器查看器件输出。频谱和网络分析仪似乎并不总是检测与零漂移放大器内部工作相关的信号。

为这测试选择的第一个运算放大器是安森美半导体的 NCS325自归零技术放大器，而不是像测试的其他器件的斩波稳定放大器。从理论上讲，自归零结构将比斩波稳定型呈现更显著的混叠效应，这使得验证测试成为一种方便的首选。图6描绘了 NCS325的混叠。测量熟悉的放大器第一次使验证这些测试很容易，因为时钟频率是已知的。

图6. 对第一个放大器的混叠输出进行了测试，安森美半导体的 NCS325用于一个简单的

+1V/V 缓冲器中。上面的蓝线是输入信号，下面的橙线是在放大器输出处看到的混叠。

在这一点上，重要的是要记住，混叠不是采样放大器的缺陷，而是一种行为。对这种行为的了解，以及如何避免这种行为，可以使零漂移放大器工作在最佳状态。

在检查 NCS325之后，接下来对安森美半导体的斩波稳定放大器 NCS333进行测试。这里产生了一个有趣的结果，可能发现在两倍时钟频率处出现唯一明显的混叠。这表明执行该测试以发现混叠可能需要在放大器的整个带宽内进行扫描以检测这些信号。图7描述了 NCS333的混叠信号。

图7. NCS333斩波稳定型零漂移运算放大器的混叠。这种混叠现象预计会发生在时钟频率附近，但我们却没有发现混叠。但在时钟频率的二次谐波中确实出现了混叠现象。

我们对竞争对手的零漂移斩波稳定放大器也进行了混叠测试。该流行的放大器数据表表明它没有混叠。然而，图8描绘了在内部时钟的基本频率上的混叠。对于这种放大器，以前采用频谱和网络分析器进行的广泛测试无法发现时钟或其频率的迹象。