图8. 竞争对手的斩波稳定型零漂移运算放大器的混叠。

该5V，350千赫带宽运算放大器的数据表声称没有混叠。

同样，带宽2 MHz 的 NCS21911精密运算放大器在输入信号为500 kHz，增益约为 G=-1V/V时显示有混叠，如图9所示。

图9. 36V、2 MHz 的精密放大器 NCS21911的混叠。混叠仍然控制在500千赫处。居中的蓝线是输入信号，较大的紫红线是放大器输出，显示有混叠。

但在相同条件下与其他制造商的对应产品相比，NCS21911的混叠得到了较好的控制，如图10所示。

图10. 竞争对手的36 V，2 MHz 精密放大器的混叠在相同的

500 kHz 信号频率下的输出表现出更不稳定的行为。居中的蓝线是输入信号，较大的紫红线是放大器输出，显示有混叠。

另一示例显示在 NCS21911和竞争对手的2MHz 斩波稳定精密运算放大器的比较中。NCS21911显示单位增益缓冲电路中1MHz 至2MHz 范围内的最小混叠，如图11所示。相比之下，竞争对手的器件在1 MHz 处表现正常，在1.5 MHz处表现出有混叠，以及在2 MHz（连同带宽）时的混叠减少，如图12所示。

图11. NCS21911在单位增益电路中在1 MHz(顶部)、1.5 MHz(中间)和2 MHz(底部)处具有小信号，混叠最小。

图12 . 竞争对手的2 MHz 斩波稳定型精密运算放大器在1兆赫(顶部)，1.5兆赫(中间)，和2兆赫(底部) 有小信号。混叠(标记为蓝色)在1.5兆赫很明显，并随着输入信号增加到2兆赫而减小。还请注意竞争对手器件的较低带宽，如底部波形所示。

并非每个斩波稳定放大器都是相同的。因此在整个工作频率范围内测试每个器件至关重要。

易混叠的系统

当感兴趣的信号伴随着杂散信号的高频耦合或大的高频纹波时，系统容易出现混叠。结果可能仅包括传递不正确或有噪音的值，或控制回路落在不正确的工作点上。

根据 Nyquist 采样定理，零漂移时钟应至少是感兴趣信号的最大频率分量的两倍。换句话说，输入信号的最大频率应该小于或等于放大器内部时钟的一半。

如何遵守 Nyquist 采样理论？确定信号频率的上限（fin < fCLOCK/2）很容易，但杂散信号、噪声或纹波的拾取可能包含高于 Nyquist 频率的频率。然后，这些频率可能混入适当的频率范围，从而导致错误或不正确的读数。

为了确保输入信号的频率成分被限制到可用的频率范围，可以在放大器之前添加低通滤波器。此滤波器用作抗混叠滤波器。通过衰减较高频率（超出 Nyquist 频率），减少或消除混叠效应。

在放大器输入之前，抗混叠滤波必须是纯模拟滤波。通常一个简单的RC滤波器就足够了，如图13所示。无需复杂的滤波器架构。不要将放大器配置为有源滤波器电路中滤波器的一部分。

图13. 抗混叠滤波器可以像两段 RC 滤波器一样简单。

滤波器必须置于放大器输入的前面。

级联零漂移放大器也可能带来风险，因为多个时钟频率可能相互作用并导致混叠。

由于斩波器通道结构采用基于时间的采样方式，使得零漂移放大器实现较低的偏移量具有一定的时间特性，这就意味着偏移校正不会立即发生。在放大器输入的大的动态步，或者更糟的是，输入过载可以创造条件，使环路将需要时间来重建低偏移量。这本质上影响了稳定的时间和行为。

使用较高的时钟频率已实现了相对快速的恢复和稳定时间；然而，这些参数通常为几十微秒或对零漂移放大器更高。通常情况下，这是由于设计权衡。在晶体管级放大器设计中，选择更快的稳定时间会导致更高的失调电压。通常，较低的输入失调电压规格具有较高的优先级。

由于零漂移放大器含相当多的逻辑电路，因此它们也包括一些在启动和电源故障(如停电)期间确保特定行为的方法也就不足为奇了。当第一次启动一个偏置校正放大器，在很短的时间内输出将反映未经校正的偏移量。一旦电源电压达到电源复位(POR)电路设定的跳闸点，偏置校正机制需要几个时钟周期，直到放大器的输出达到指定的失调电压限值为止。

通常，从整个系统的角度来看，放大器启动时间并不是个关键项，因为它通常在整个系统的启动时间内。这可能是许多运放制造商没有在他们的零漂移放大器数据表中显示这个参数的原因。应该注意的是，启动时间也取决于放大器的配置增益-更大的增益可增加整体启动时间。 

在非常关键的系统中，应考虑这样一个事实，即线性放大器简单地消除了这些错乱，提供更强固的启动性能。一些精密运算放大器使用 TRIM 而不是斩波稳定型或自归零结构来实现低失调电压。这采用放大器省去了任何时钟系统。这在许多设计如大型工业断路器中是个关键的考量。折中之处在于，这些微调线性放大器不一定达到零漂移放大器相同的超低输入失调电压性能。

轨对轨输入运算放大器使用两个输入对实现加宽共模输入电压范围。PMOS 对可用作较低输入电压区域的输入级，而 NMOS 对可用于较高输入电压区域。每个输入对具有其自己相应的输入失调电压。当共模电压从一个区域移动到另一个区域时，通常存在交叉区域，其中失调电压从一个区域跳跃到下一个区域。

与非零漂移放大器相比，零漂移运算放大器中的轨对轨输入性能带来了明显的好处，显著地降低了 PMOS 和 NMOS 输入对之间的输入级交叉区域的影响。接近共模输入电压极限的失调电压和失调电压漂移性能是极佳的，因此零漂移放大器也常用于高边电流检测等应用。

零漂移对低频噪声的影响 

零漂移斩波稳定型放大器特别适合在较低频率下进行精确、高增益放大。通常，它们不表现出线性运放的较高带宽，它们的时钟频率的位置为信号保真度确立了一个实用的频率限制，如在关于混叠的章节中所述。这使得在低频的性能特别重要，而且斩波稳定型架构通过消除经典的线性运放1/f输入电压噪声，进一步有助于低频可用性(见图14)。

许多高增益传感器应用处于低频，使得零漂移放大器成为这一功能的自然选择。尽管这里使用了术语“低频”，但是这些放大器通常提供高达100 kHz 的优异性能。

                                                    (a)                                                                (b)

与电压噪声一样，斩波稳定也消除了1/f电流噪声。但由于输入开关的电荷注入，斩波稳定型放大器显示出斩波中更大的输入电流噪声。这增加的电流降低了输入阻抗可导致噪声等于或超过电压噪声水平的水平。以 NCS333为例，62-NV/√Hz 输入电压噪声在1 kHz 下，当输入阻抗大于177 kΩ 时，350-fA/√Hz 输入电流噪声将导致噪声超过输入电压噪声。 

相比之下，零漂移自归零放大器把噪声降到基带。与斩波稳定型结构相比，这给自归零结构带来了在输入信号处于直流或低频时的一个缺点。

由于斩波稳定技术，所有的零漂移放大器都存在输入电流尖峰。这些电流尖峰是由电荷注入和时钟馈通引起的。输入电流在IIB规范中被平均，但输入偏置电流不是真正恒定的。实际上，输入电流尖峰随着时钟频率周期性地出现。

当输入电流流过输入电阻时，这会导致输入电压尖峰，使增益倍增。为了最小化电压尖峰，不推荐使用非常大的输入电阻值。输入电流尖峰也可以用一个简单的低通RC滤波器滤除，如图13所示。滤波器频率应设置在斩波采样率以下。

此外，输入电流尖峰使零漂移放大器不适用于测量输入电流的跨阻抗放大器。

SPICE 仿真不提供对零漂移放大器行为（如混叠）的任何了解。零漂移放大器的所有 SPICE模型是连续时间模型。它们被设计成尽可能接近运算放大器的线性性能。斩波器未建模。它们是连续的时间，因为钟控和采样的系统仿真得更慢。

零漂移放大器提供出色的 DC 和低频性能。增益带宽积是用于确定零漂移放大器电路实际带宽的不甚理想的规格，特别是因为它们的内部时钟在这带宽内。实现最佳性能需要了解不总是可用的内部时钟频率，但有时其他线索和测试将显示出来。

本文作者感谢 Jerry Steele 发现 NCS325的混叠，并为撰写本文提供指导。 

1.LM321 Single Channel Operational Amplifier datasheet.

2.NCS20071 Operational Amplifier, Rail-to-Rail Output, 3 MHz BW datasheet.

3.NCS21911 Precision Operational Amplifier, 25 µV Offset, Zero-Drift, 36 V Supply, 2 MHz datasheet.

4.NCS333A 10 µV Offset, 0.07 µV/°C, Zero-Drift Operational Amplifier datasheet.

Farhana Sarder是安森美半导体的应用工程师。她拥有模拟电路设计背景，专注于放大器产品，包括精密运算放大器、电流检测放大器和比较器。她拥有电气工程硕士学位。

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